摘要：本文介紹了開(kāi)關(guān)電源的基本原理，以及變頻器里開(kāi)關(guān)電源的特點(diǎn)。比較詳細地分析了作為開(kāi)關(guān)電源里核心部件的集成振蕩心片的結構和原理。最后介紹了一個(gè)在變頻器里具體應用的實(shí)例。

   關(guān)鍵詞：開(kāi)關(guān)電源；晶體管串聯(lián)穩壓電源；脈沖變壓器；脈寬調制

   1 開(kāi)關(guān)電源概述

   開(kāi)關(guān)電源的全稱(chēng)是高頻開(kāi)關(guān)穩壓電源，在變頻器里用于為控制電路提供電壓穩定的直流電源。

    1.1 開(kāi)關(guān)電源的工作特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)

    所謂開(kāi)關(guān)電源的工作特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)，是相對于晶體管串聯(lián)穩壓電源而言的。

    （1）晶體管串聯(lián)穩壓電源

    如圖1(a)所示，其原理是：首先經(jīng)變壓器T1降壓，進(jìn)行全波整流并濾波后得到直流電壓UD1，又通過(guò)晶體管VT1調整后得到穩定的輸出電壓UD2。其穩壓過(guò)程是：令UD2與基準電壓UR進(jìn)行比較并放大后所得信號，用于控制晶體管VT1的基極電流，從而調整了VT1的集電極電流和管壓降，使輸出電壓得以穩定。

    這種方法的主要缺點(diǎn)是：

    ①因為變壓器T1需要鐵心，故體積大，重量重。

    ②晶體管VT1工作在放大狀態(tài)，故功耗大。
    
                   
                                   圖1 串聯(lián)式開(kāi)關(guān)電源 

       （a）晶體管串聯(lián)穩壓電源?。╞）串聯(lián)式開(kāi)關(guān)穩壓電

   （2）串聯(lián)式開(kāi)關(guān)電源

    如圖1(b)所示，其工作特點(diǎn)是：

    ①晶體管VT2并不直接控制輸出電壓，而是控制脈沖變壓器一次側的平均電壓U1。

    ②一次側電壓U1的平均值取決于直流電壓UD1與脈沖占空比D的乘積：

    U₁＝KDU_D1 （1）

    式中，U₁—脈沖變壓器一次電壓的平均值，V；

   U_D1—輸入直流電壓，V；

   K—比例常數；D—脈沖的占空比，

    定義是：D＝ t_P / t_C（2）
   式中， t_P — 脈沖的寬度，μs；t_C — 脈沖周期，μs。

   ③穩壓過(guò)程是：U_D2與U_R進(jìn)行比較后所得信號，用于調整PWM發(fā)生器的占空比，從而調整了U₁的平均值，使U_D2得以穩定。

   開(kāi)關(guān)電源的主要優(yōu)點(diǎn)是：

   （1）高頻脈沖變壓器的體積小，重量輕。

   （2）晶體管VT₂工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)，故功耗小。

   1.2 脈沖變壓器的工作特點(diǎn)

   高頻脈沖變壓器是開(kāi)關(guān)電源里的重要部件之一，其結構如圖2(a)所示。高頻變壓器的磁路由高頻磁心構成，非但導磁率高，且體積小，重量輕。

   顧名思義，脈沖變壓器傳遞的是脈沖信號，其工作特點(diǎn)如下：

   當輸入的脈沖信號上升，一次繞組的磁通增加時(shí)，根據楞茨定律，二次繞組的感應電流必阻礙磁通的增加，二次電流磁通的方向，和一次磁通穿過(guò)二次繞組的磁通方向相反，如圖2(b)的上方所示，由此判斷二次電壓的極性是上“＋”、下“－”；

   當輸入的脈沖信號下降，一次繞組的磁通減少時(shí)，二次繞組的感應電流必阻礙一次磁通的減少，二次電流磁通的方向，與一次磁通穿過(guò)二次繞組的磁通方向相同，如圖2(b)下方所示，由此判斷二次電壓的極性是上“－”、下“＋”。

    可見(jiàn)，盡管一次電壓是單極性的，如圖2(c)中之曲線(xiàn)①所示，但二次電壓卻是交變的，如圖2(c)中之曲線(xiàn)②所示。
  
             
                                      圖2 脈沖變壓器

            (a)脈沖變壓器　b）副方電動(dòng)勢　c）原、副方電壓

   2 變頻器里的開(kāi)關(guān)電源

   2.1 一次電源

   變頻器里，向脈沖變壓器的一次繞組提供電源的方式主要有三種：

   （1）直流回路供電

   從變頻器內部的直流回路向開(kāi)關(guān)電源提供電源，如圖3(a)所示。

    （2）取直流電壓之半

   因為變頻器里直流電路的濾波電容通常都是由兩組電容器串聯(lián)而成的，所以，可以從兩組電容器的中間取出直流電壓，如圖3(b)所示。這種方法可以降低對開(kāi)關(guān)電源的耐壓要求。
   
                    
                                   圖3 開(kāi)關(guān)電源的輸入電源

                （a）取直流電源?。╞）取直流電源之半?。╟）獨立電源

   （3）單獨供電

   電源取自變頻器主接觸器KM之前，通過(guò)變壓器降壓后向開(kāi)關(guān)電源供電，如圖3(c)所示。這種方式的開(kāi)關(guān)電源比變頻器先得電，可以使控制電路事先做好準備工作后再讓變頻器通電。

    2.2 二次繞組

   如圖4所示，除了W1是高壓的一次繞組外，其余都是低壓的二次繞組，它們的作用分別是：

   （1）自激電源

   如圖中之W₂，用于為PWM發(fā)生器提供自激勵電源。

   （2）5V電源 　

   如圖中之W₃，用于為CPU提供5V電源，是控制電路中對穩壓要求最高的電源，所以采用π形濾波，穩定電壓的采樣電壓也由此取出。就是說(shuō)，控制電壓的是否穩定，主要看5V電壓。

   （3）±15V電源

   如圖中之W4和W5，主要用于為變頻器的頻率給定電路提供電源。

   （4）24V電源

   ①為接收外接開(kāi)關(guān)量信號的電路提供電源；

   ②為用戶(hù)提供24V電源，以便用作傳感器或低壓控制電路的電源。
  
                     
                                    圖4 變頻器開(kāi)關(guān)電源的二次繞組

   （5）驅動(dòng)電源

   為IGBT的驅動(dòng)電路提供電源。驅動(dòng)電源又分兩種情況：

    ①上橋臂驅動(dòng)電源 變頻器中，逆變橋上橋臂的三個(gè)逆變管分別和輸出的U、V、W相聯(lián)接，如圖5中之①、②、③所示。故三個(gè)電源的二次繞組必須分開(kāi)，互相間是絕緣的，如圖4中之W₇、W₈和W₉所示。

    ② 下橋臂驅動(dòng)電源 變頻器中逆變橋下橋臂的三個(gè)逆變管的發(fā)射極都和直流電路的負端N相接，如圖5中之④所示。故可以共用一個(gè)電源，變壓器的二次繞組如圖4中之W10所示。

    2.3 開(kāi)關(guān)電源的穩壓途徑

   （1）開(kāi)關(guān)電源的輸入電壓

   許多變頻器里，開(kāi)關(guān)電源的輸入電壓直接取自直流高壓UD，而直流高壓UD是很不穩定的，如圖6(a)中之曲線(xiàn)①所示，原因如下：

   ①濾波效果差　因為變頻器的直流電路里只用了簡(jiǎn)單的電容器濾波，濾波后的電壓紋波仍十分明顯。

   ②輸出負載變動(dòng)　電動(dòng)機的負載率是經(jīng)常變動(dòng)的，當電動(dòng)機的負載率變動(dòng)時(shí)，直流電壓UD也將隨之波動(dòng)。

   ③過(guò)渡過(guò)程中的電壓波動(dòng)　例如，在電動(dòng)機加、減速的過(guò)程中，直流電壓有較大幅度的波動(dòng)。
  
                  
                                         圖5 變頻器的驅動(dòng)電源

   （2）穩壓途徑

   首先，把輸入電壓經(jīng)脈寬調制后，得到如圖6(a)中曲線(xiàn)②所示的脈沖系列，其平均值為U₁。

   由式(1)知，當U_D2變動(dòng)時(shí)，通過(guò)改變脈沖系列的占空比D，可以使U₁的平均值保持不變。具體地說(shuō)，則：

   當U_D2偏低時(shí)，加大占空比D；而當U_D2偏高時(shí)，減小占空比D，如圖6(b)所示。
         
                     
                                                  圖6 開(kāi)關(guān)電源的穩壓

                                   （a）穩壓框圖?。╞）穩壓原理

   為此，開(kāi)關(guān)器件大多采用能夠以很高頻率進(jìn)行通、斷控制的電力MOSFET管，如圖6(a)所示。晶體管VT由一個(gè)PWM發(fā)生器來(lái)控制。因為最終要求輸出的直流電壓UD2穩定，所以，判斷電壓是否偏離基準值的信號，從輸出側取出，并以此來(lái)調整PWM發(fā)生器的脈沖占空比。

   2.4 脈沖變壓器的一次側電路

   脈沖變壓器的一次側電路如圖7(a)所示，當晶體管VT導通，一次電壓u ₁上升時(shí)，因為變壓器的一次繞組是個(gè)大電感，所以電流i₁是按指數規律上升的，如圖7(b)中的曲線(xiàn)②所示，源極電阻R_S上的電壓降u _S也按指數規律上升。由于電流的增大，使二次繞組里的感應電動(dòng)勢e₂為“＋”（上“＋”下“－”）；
                     
                                   圖7 脈沖變壓器的一次電路 

                     （a）脈沖變壓器電路?。╞）各參數波形


    當晶體管VT截止，一次電壓u ₁下降時(shí)，變壓器一次繞組的電流i₁不能立即消失，而是通過(guò)二極管VD續流，向電容器C充電，所以電流按指數規律下降。但這時(shí)，VT的源極電流等于0，源極電阻R S上的電壓降u S也降為0，所以，u S是鋸齒波，如圖7(b)中之曲線(xiàn)④所示。在電流i₁減小的過(guò)程中，二次繞組里的感應電動(dòng)勢e₂為“－”（上“－”下“＋”）。所以，二次繞組里感應電動(dòng)勢的波形如圖7(b)的曲線(xiàn)③所示。
  
    3 開(kāi)關(guān)電源的振蕩心片

   現在的變頻器里，分立元件的開(kāi)關(guān)電源已很少見(jiàn)，大多采用由集成電路振蕩芯片來(lái)調整脈沖序列的占空比。
  
                    
                      圖8   振蕩芯片各管腳的功能

   3.1 振蕩芯片的管腳功能

   以變頻器里用得較多的3844振蕩芯片為例，如圖8所示，各管腳的功能如下：

   ⑦腳和⑤腳：輸入電源端子，最大輸入電壓為30V，通常為20V左右；

   ⑧腳：輸出5V基準電壓，其溫度穩定性好，常用來(lái)為反饋網(wǎng)絡(luò )和R、C振蕩回路提供穩定的電源。

   ④腳：芯片內部振蕩器的輸入端，用于產(chǎn)生決定脈沖周期的時(shí)鐘脈沖?？赏ㄟ^(guò)外接的阻容電路和內部的振蕩電路配合，調整振蕩頻率。
  
                     
                                   圖9 振蕩芯片的供電

   ②腳：電壓反饋信號的輸入端，其輸入信號的大小將調整PWM的占空比。

   ③腳：電流反饋信號的輸入端，用以輸入一次繞組的電流信號和進(jìn)行過(guò)電流保護。

   ①腳：誤差信號輸出端，用于和外部的阻容反饋網(wǎng)絡(luò )相配合，以調整內部放大器的放大倍數，和改善動(dòng)態(tài)響應。

   ⑥腳：PWM脈沖序列的輸出端，用于驅動(dòng)開(kāi)關(guān)管的控制極。

   3.2 振蕩心片的激勵與自供電

   變頻器接通電源后，直流電壓U_D由R ₁和R ₂降壓后，在穩壓管VS₁上得到比較穩定的低壓，開(kāi)始向電容器C₁充電，如圖9所示。C₁上的電壓施加于振蕩心片PC₁的⑦腳和⑤腳之間，當C₁充電到一定程度時(shí)，PC₁被激勵而開(kāi)始振蕩。⑥腳開(kāi)始有脈沖輸出，并驅動(dòng)晶體管VT的柵極，VT開(kāi)始導通，脈沖變壓器的一次繞組W1得到脈沖電流。

   一次繞組W₁中的脈沖電流迅速上升，二次繞組W₂產(chǎn)生上‘＋’下‘－’的感應電動(dòng)勢E₂，E₂經(jīng)二極管VD₂整流后向⑦腳供電。通常，振蕩芯片從直流電路吸收的激勵電流只有1mA，而正常工作時(shí)吸收的電流約為15 mA。就是說(shuō)，當芯片振蕩起來(lái)后，心片的電源主要由W₂自己提供，W₂稱(chēng)為自供電繞組。

    3.3 脈沖周期的決定

    芯片內部的振蕩器是用來(lái)產(chǎn)生時(shí)鐘脈沖的，時(shí)鐘脈沖的周期就是PWM的脈沖周期t_C。t_C的大小由外電路的R₃和C2決定，如圖10所示。
       
                        
                                  圖10   振蕩器電路


    時(shí)鐘脈沖的寬度t_D稱(chēng)為死區，t_D的最佳值約為振蕩周期t_C的15%。有關(guān)資料表明，t_D主要取決于C₂的大小。

    3.4 電壓反饋和誤差信號

   芯片內部有一個(gè)誤差放大器A₁，如圖11所示，其正相輸入端輸入的是一個(gè)基準電壓，它取決于內部的基準電源經(jīng)R ₀₁和R ₀₂的分壓，通常為2.5V，反相輸入端得到的是從②腳輸入的電壓反饋信號。

   ②腳輸入的電壓反饋信號和內部的基準信號相比較，得到‘誤差信號’，外部的R ₇、C₄電路，實(shí)際上是跨接在放大器的輸出端和反相輸入端之間的，R ₇用來(lái)改變A₁的放大倍數，C₄則用來(lái)吸收干擾信號，兩者的接入，可以改善A₁的動(dòng)態(tài)響應。所以，振蕩芯片的①腳并不是向外電路提供誤差信號，而是為了和外電路的R₇、C₄配接而設置的。
 
                  
                                  圖11    誤差信號

    3.5 PWM鎖存器

   鎖存器實(shí)際上是一個(gè)具有鎖存功能的R －S觸發(fā)器，在這里，鎖存功能表現為：在一個(gè)周期里，觸發(fā)器只能翻轉一次。

    （1）鎖存器的置位

   如圖12(a)，鎖存器的S端輸入的是由振蕩器產(chǎn)生的時(shí)鐘脈沖，如圖12(b)中之曲線(xiàn)①所示。所以，當每次時(shí)鐘脈沖為高電平時(shí)，R －S觸發(fā)器的Q端就被置位，輸出高電平（Q 端為低電平）。

   （2）鎖存器的復位

   圖12(a)中，又有一個(gè)放大器A₂，其正相端輸入的是電流反饋信號，它是鋸齒波，如圖12(b)中之曲線(xiàn)③所示，A₂的反相端輸入誤差信號u _C，是一個(gè)直流信號，如圖12(b)中之曲線(xiàn)②所示。在這里，誤差信號u _C是用來(lái)作為門(mén)限電壓的。當電流反饋信號u _B（鋸齒波）小于u _C時(shí)，A₂輸出低電位，而當u _B上升到和u _C相交時(shí)，A₂的輸出變成高電位，使鎖存器復位。從而，鎖存器輸出端的信號如u _Q所示，但鎖存器是從‘非’端輸出的，所以，鎖存器的實(shí)際輸出信號如圖中的曲線(xiàn)④所示，其脈沖的寬度為t_P。
  
                   
                                          圖12 鎖存器的工作 

                    （a）邏輯框圖?。╞）邏輯關(guān)系與各部分波形

   3.6 脈沖占空比的控制

   脈沖周期是由振蕩器決定的，并且固定不變；脈沖寬度則取決于誤差信號u _C。

   在圖12中，當②腳輸入的電壓反饋信號偏大時(shí)，說(shuō)明開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓偏高。因為電壓反饋信號是接到放大器A₁的反相端的，故誤差信號u _C將減小，如圖13(a)和(b)中之曲線(xiàn)②所示，可以看出，當電壓反饋信號偏大時(shí)，u _B和u _C的交點(diǎn)位置左移了，結果是脈沖系列的占空比減小了，使偏大的輸出電壓有所下降，開(kāi)關(guān)電源的輸出電壓趨于穩定。 
 
                    
             
                                                圖13 占空比的控制  

                       （a）誤差信號較大?。╞）誤差信號較小  

    3.7 脈沖的輸出

   從觸發(fā)器輸出的PWM脈沖u E和從振蕩器產(chǎn)生的時(shí)鐘脈沖又共同輸入到或門(mén)F，如圖14(a)所示。F的邏輯關(guān)系如圖14(b)的上部所示。F正相端X的輸出信號使VT₀₂導通，用于加速主晶體管VT的截止，與輸出的脈沖波形無(wú)關(guān)。與輸出的脈沖波形有關(guān)的是或門(mén)‘非’端Y處的波形，根據或非門(mén)的邏輯關(guān)系，得到u _Y的波形如圖14(b)中的曲線(xiàn)⑤所示，經(jīng)VT₀₁放大后，得到主晶體管VT柵極的驅動(dòng)電壓u G的波形如曲線(xiàn)⑥所示。
  
                   
                                        圖14 脈沖的輸出  

                 （a）電路框圖?。╞）邏輯關(guān)系和各部分波形

   4 變頻器開(kāi)關(guān)電源實(shí)例

   如圖15所示，是某變頻器實(shí)際開(kāi)關(guān)電源的電路。二次繞組W₃的感應電動(dòng)勢經(jīng)整流和濾波后得到＋5V直流電壓，因為＋5V直流電源是提供給CPU的，對穩壓的要求最高。所以，反饋信號從＋5V電源處取出。圖中，＋5V電源經(jīng)R₁₅和R₁₆分壓后得到反饋信號，用于控制可控穩壓器件PC₃的電流IS。PC₃和光耦合器PC2的發(fā)光二極管串聯(lián)，發(fā)光二極管的電流I D將隨I S一起改變。

    接受反饋信號的電路由振蕩心片PC₁的⑧腳提供十分穩定的電源，經(jīng)光耦合器中PC₂的光敏三極管和R₈、R₉構成反饋回路。反饋回路內電流的大小取決于PC₂的光敏三極管電流I _T，反饋信號U_F從R₉上取出，提供給振蕩芯片的②腳。
 
                   
                             圖15    從CPU的5V電源采樣

   穩壓過(guò)程如下：

   假設＋5V電壓偏高，則PC₃控制端的電壓u C升高：

   →可控穩壓器件PC₃的電流I S升高；

   →光耦合器PC₂的I _D升高；

   →光耦合器PC₂的I T升高；

   →振蕩芯片PC₁②腳的反饋信號UF升高。振蕩芯片PC₁在得到反饋信號升高的信息后，將：

   →使PWM脈沖序列的占空比D下降；

   →脈沖變壓器一次繞組W1的平均電壓下降；

   →二次繞組W3的感應電動(dòng)勢下降；

   →＋5V電壓下降，使偏高的電壓得到調整。

   張燕賓（1937-）

    畢業(yè)于上海電機學(xué)院的工業(yè)企業(yè)自動(dòng)化專(zhuān)業(yè)和吉林函授學(xué)院的數學(xué)系，高級工程師。曾先后在長(cháng)春工業(yè)大學(xué)和長(cháng)春大學(xué)任教，曾任宜昌市自動(dòng)化研究所副所長(cháng)、宜昌市科委深圳聯(lián)絡(luò )處主任、宜昌市自動(dòng)化學(xué)會(huì )理事長(cháng)、湖北省自動(dòng)化學(xué)會(huì )常務(wù)理事等職。退休后從事變頻調速技術(shù)的推廣應用。每年應邀在各地主講變頻調速學(xué)習班；在各類(lèi)雜志上發(fā)表介紹變頻調速應用方面的文章百余篇；已經(jīng)出版的著(zhù)作有《SPWM變頻調速應用技術(shù)》（第一、第二、第三、第四版）、《變頻調速應用實(shí)踐》（主編）、《電動(dòng)機變頻調速圖解》、《實(shí)用變頻調速技術(shù)培訓教程》、《常用變頻器功能手冊》、《變頻調速460問(wèn)》、《變頻器應用教程第一、第二版》、《變頻器的安裝、使用和維護》、《變頻器應用圖冊》、《小孫學(xué)變頻》、《生產(chǎn)機械的變頻調速》（主編）、《變頻調速600問(wèn)》等。    

   摘自《自動(dòng)化博覽》2012年第一期